基于AD8349的无线直接变频发射机设计与实现

[labfans]

摘要：分析无线直接变频发射机中的边带和本振泄漏问题，导出调制信号和本振信号的幅度和相位不平衡度与该发射机的边带和本振抑制能力之间的定量关系，并用MATLAB软件进行了仿真，最后，基于最新的AD8439型直接正交上变频器，介绍直接变频发射机优化设计的具体措施，并给出实验结果。
引言
无线发射机的体系结构长期由超外差式所主载。随着半导体工艺技术的进步和对移动通信设备小型化、低功耗、多功能需求的不断增加，基于正交调制的直接正交上变频技术DQUC（direct quadrature up-conversion）得到了迅速发展。它能够直接将基带信号搬移到射载频并消除无用的边带信号，以实现单边带调制。其突出优点是不要中频放大、滤波、变频等电路，同时放宽了对变频器后滤波器的性能要求，甚至可以不需要滤波器，从而极大地减小了发射机的体积、重量、功耗和成本。但这项技术也存在很多缺点，如正交调制信号和正交本振信号相位和幅度的不平衡，对直流偏移失真非常敏感等，因此导致严重的边带和本振泄漏。

1 DQUC的边带和本振信号泄漏分析
典型的DQUC无线发射机的功能框图如图1所示，其中I（t）和Q(t)是正交基带调制信号，fLO是射频本振信号，fRF(t)是已调射频信号。电路工作时，fLO先经分相器移相产生正交本振信号fLO_I(t)和fLO_Q(t)，然后分别与正交基带信号I（t）和Q(t)相乘后作代数（加或减）运算，低消无用边带信号，输出想要的边带信号fRF(t)，从而实现单边带调制。
理想情况下，正交调制信号I（t）,Q(t)是正交本振信号fLD_I(t),fLD_Q(t)的幅度和相位分别完全平衡，且不存在直流偏移。因此DQUC输出的RF信号fRF(t)是一个理想的单边带信号，不存在边带和本振泄漏问题。但在实际情况下，I(t)、Q(t)和fLO_I(t),fLO_Q(t)信号总是存在幅度和相位的平衡及直流偏移误差。为了便于分析问题，假设实际的I（t）,Q(t)和fLD(t),fLO_Q(t)信号分别为

式中，G，ψ，D分别为I（t）和Q(t)信号之间的归一化幅度比、正交相位误差和直流偏移误差；A，θ，E分别为fLO_I(t)与fLD_O(t)信号之间的归一化幅度比、正交相位误差和直流偏移误差。理想情况下，A=G=1；ψ=θ；D=E=0。
DQUC的输出信号fo(t)可表示为

是泄漏的下边带无用信号fLSB(t),Dacos(ωct+θ)是泄漏的本振信号，Egcos(ωt+θ)+是输出的低频分量，通过BPF滤除。显然，fRF(t)主要包括fHSB(t)、fLSB(t)和Dacos(ωct+θ)。下面着重对边带与本振泄漏问题进行讨论。
2 无用边带和本振泄漏
由上文中的fo(t)公式可知，泄漏的无用边带信号fLSR(t)为

可调节A值，使AG→1，则有

泄漏的本振信号fc(t)为
fc(t)=DAcos(ωct+θ)≈Dcos(ωct+θ) (7)
显然，fc(t)主要是由I(t)和Q(t)信号存在的直流偏移引起的。因此，在电路设计时，I(t)和Q(t)信号传输最好采用交流耦合，以减小或消除直流偏移，从而减小或消除本振信号的泄漏。当然，电路中的EMC和CMI如果未得到很好的解决，也会引起较严重的本振泄漏。
3 DQUC的边带抑制能力
DQUC的边带抑制能力通常用边带功率抑制比（PSPR）来定量表示，也就是杨要的边带信号功率和需要抑制的无用边带信号功率的比值，即

考虑到正交本振信号是由正交调制器内部的分相网络产生的，其正交相位差ψ很小，近似等于0，所以，上式可以简化为

用MATLAB软件对上式进行计算分析，可以得出PSPR，AG和ψ→1，正交相位误差ψ→0，即幅度和相位趋向平衡时，PSPR很大，当AG逐渐偏离1，ψ逐渐偏离0，即幅度和相位的不平衡度增大时，PSPR急剧下降；当AG→0.9, ψ→10°时，PSPR仅有二十几个dB，边带泄漏已非常严重。显然，DQUC对正交调制信号（包括正交本振信号）幅度和相位平衡度的要求非常严格。
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